Статья: ПЕРЕПУТЫВАНИЕ СВЕРХПРОВОДЯЩИХ ЗАРЯДОВЫХ КУБИТОВ ПРИ НАЛИЧИИ СРЕДЫ КЕРРА (2024)

Обоснование. Необходимость применения средств перестановочного декодирования в системах радиосвязи объясняется повышенными возможностями этого метода по исправлению ошибок. При этом сложные матричные вычисления в ходе поиска эквивалентных кодов по классической схеме перестановочного декодирования заменяются списком готовых решений. Эти решения вычисляются априори и заносятся в когнитивные карты процессора декодера, что делает метод удобным инструментом в процедуре обеспечения информационной надежности при управлении, например, беспилотными средствами по радиоканалам. По сути, матричные вычисления на борту заменяются поиском в списке когнитивных карт нужного решения, соответствующего в реальном времени текущей перестановке нумераторов надежных символов. Однако обработка данных в когнитивной карте декодера требует специального описания.

Цель. Исследование способов идентификации перестановок нумераторов символов кодовых векторов для их эффективного преобразования в системе когнитивных карт перестановочного декодера.

Методы. Раскрывается тонкая структура когнитивных карт производительных и непроизводительных перестановок нумераторов, которая позволяет на регулярной основе получить альтернативное решение для перехода в множество производительных перестановок при получении приемником непроизводительной перестановки, исключая тем самым использование метода проб и ошибок.

Результаты. Повышается эффективность работы перестановочного декодера за счет реализации перестановок, попавших первоначально в множество решений, внесенных в когнитивную карту непроизводительных перестановок.
Заключение. Предложено семейство микроконтроллеров для реализации принципа взаимодействия когнитивных карт с системой альтернативных решений.

Обоснование. Необходимость разработки и постоянного совершенствования терминалов высокоскоростной спутниковой связи мобильного и бортового базирования, а также аппаратуры спутниковой связи с высокой скрытностью функционирования, излучающей сверхширокополосные сигналы, спектральная плотность мощности которых, измеряемая на входе приемных устройств комплексов радиоконтроля, должна быть существенно ниже спектральной плотности мощности шумов, обусловлены следующими обстоятельствами: обеспечением надежной и высококачественной связи военных и гражданских пользователей; развитием отечественной элементной и технологической базы, импортозамещением; потребностью служб спасения в малогабаритных системах передачи и приема информации; необходимостью развития спутниковых систем управления аппаратурой военного и гражданского назначения; развитием программы точного земледелия. В качестве одного из таких примеров может служить антенная решетка из волноводных элементов с диэлектрическими фазирующими секциями.

Цель. Рассмотрена модель антенного элемента, также приведены его основные характеристики. Разработана модель линейной антенной решетки, состоящей из 32 волноводных элементов с фазирующими секциями. Рассмотрена линейная и плоская антенные решетки, построенные на основе синфазного и равноамплитудного делителя мощности 1:32 и антенных элементов. Также построена модель плоской антенной решетки, составленной из 16 линейных антенных решеток, и приведены ее основные характеристики.

Методы. Модель антенного элемента построена на основе круглого волновода с внутренним диаметром 18 мм и диэлектрической пластиной, плоскость которой ориентирована под углом 45° к силовым линиям вектора напряженности электрического поля. Линейная антенная решетка запитана с помощью равноамплитудного и синфазного делителя мощности, а линейная и плоская антенные решетки построены на основе квадратных волноводов с внутренними размерами 14 × 14 мм2 со скошенными внутренними углами.

Результаты. Показано, что коэффициент усиления на частоте 10,95 ГГц - 32,5 дБ (по нормали) и 31,2 дБ - при отклонении луча на ±37,5° в угло-местной плоскости; коэффициент усиления на частоте 11,7 ГГц - 33,8 дБ (по нормали) и 32,5 дБ - при отклонении луча на ±37,5° в угло-местной плоскости. При максимальном отклонении главного лепестка от нормали уровень боковых лепестков в вертикальной повышается до уровня -11,4 дБ, что незначительно превышает УБЛ при синфазном и равноамплитудном распределении поля в апертуре ФАР (-13,2 дБ).

Заключение. В рассмотренной конструкции ФАР позиционирование главного лепестка диаграммы направленности в азимутальной плоскости осуществляется путем механического вращения антенной системы. Отказ от двухкоординатного электронного сканирования выбран, исходя из соображений снижения фазовращателей (или высокочастотных коммутаторов) и уменьшения себестоимости ФАР.

Обоснование. Полосовые фильтры являются неотъемлемой составной частью любых радиотехнических систем и современных систем связи. Исследование и разработка новых пассивных компонентов обусловлены возрастающей потребностью в таких элементах для модернизации и создания новых современных систем связи.

Цель. Представить краткий обзор пассивных полосовых фильтров и привести их классификацию по типу реализации.

Методы. Рассмотрены результаты экспериментальных исследований и разработок различных типов полосовых фильтров.

Результаты. Рассмотрены фильтры на сосредоточенных элементах, микрополосковые фильтры, фильтры на основе высокотемпературных сверхпроводников, фильтры в виде многослойных интегральных схем, фильтры на объемных металлических резонаторах, фильтры на диэлектрических резонаторах, фильтры на поверхностных и объемных акустических волнах. На качественном уровне проанализированы их основные достоинства и недостатки с точки зрения электрических характеристик и массогабаритных показателей. Приведены примеры топологической и конструктивной реализации.

Заключение. Рассмотренные в работе пассивные полосовые фильтры позволяют реализовать устройства частотной селекции на рабочих частотах до 6 ГГц и выше с учетом современных системных тенденций и требований к устройствам такого типа.

Обоснование. Необходимость создания антенно-волноводных трактов многодиапазонных зеркальных антенн систем спутниковой связи требует использования различных методик выбора структуры, определения и оптимизации параметров антенно-волноводных трактов.

Цель. Разработка математической модели антенно-волноводных трактов многодиапазонных зеркальных антенн, построенного на основе способа «разделение по поляризации - разделение по частоте» с реализацией функции автосопровождения.

Методы. Математическую модель антенно-волноводных трактов многодиапазонных зеркальных антенн, построенного на основе способа «разделение по поляризации-разделение по частоте», позволяет определить основные характеристики антенно-волноводных трактов и входящих устройств с функцией автосопровождения.

Результаты. Определены основные элементы математической модели многодиапазонного антенно-волноводного тракта, построенного на основе способа «разделение по поляризации - разделение по частоте».

Заключение. Предложена математическая модель, которая позволяет снизить требования к используемым вычислительным средствам при разработке антенно-волноводных трактов по объему оперативной памяти и быстродействию. Реализована возможность анализа и определения характеристик антенно-волноводных трактов при помощи математической модели. Приведены этапы определения параметров антенно-волноводных трактов на основе разработанной математической модели соответствующего варианта построения, а также теоретические и экспериментальные данные, подтверждающие корректность модели антенно-волноводных трактов.

Обоснование. Наличие возможности аналитического определения части параметров различных радиоустройств, оптимальных по критерию обеспечения заданных значений модулей и фаз передаточных функций на необходимом количестве частот, значительно уменьшает время численной оптимизации остальной части параметров по критерию формирования требуемых АЧХ и ФЧХ в полосе частот. До настоящего времени такие задачи решались в отношении радиоустройств только с одним каскадом типа «нелинейная часть - согласующее устройство» или «согласующее устройство - нелинейная часть». В качестве согласующего устройства использовались реактивные, резистивные, комплексные или смешанные четырехполюсники. Решена также задача многокаскадных радиоустройств с реактивными четырехполюсниками. Изменение базиса для согласующих четырехполюсников и места включения нелинейной части приводит к изменению области физической реализуемости.

Цель. Разработка алгоритмов параметрического синтеза радиоустройств с произвольным количеством одинаковых и неодинаковых каскадов типа «согласующий смешанный четырехполюсник - нелинейная часть» по критерию обеспечения заданных частотных характеристик. Нелинейные части представлены в виде нелинейного элемента и параллельной или последовательной по току или напряжению обратной связи.

Методы. Теория четырехполюсников, матричная алгебра, метод декомпозиции, метод синтеза управляющих устройств СВЧ, численные методы оптимизации.

Результаты. В интересах достижения указанной цели сформированы и решены системы алгебраических уравнений. Получены модели оптимальных смешанных четырехполюсников в виде математических выражений для определения взаимосвязей между элементами их классической матрицы передачи и для отыскания зависимостей сопротивлений двухполюсников от частоты. Показано, что при определенных соотношениях между количеством одинаковых каскадов и значениями сопротивлений источника сигнала и нагрузки однокаскадного радиоустройства частотные характеристики однокаскадного и многокаскадного радиоустройств оказываются идентичными или подобными. Такие схемы названы эквивалентными. Использование неодинаковых каскадов приводит к значительному увеличению рабочей полосы частот.

Заключение. Сравнительный анализ теоретических результатов (АЧХ и ФЧХ радиоустройств, значения параметров), полученных путем математического моделирования в системе MathCad, и экспериментальных результатов, полученных путем схемотехнического моделирования в системах OrCad и MicroCap, показывает их удовлетворительное совпадение.

Обоснование. Наличие возможности аналитического определения части параметров различных радиоустройств, оптимальных по критерию обеспечения заданных значений модулей и фаз передаточных функций на необходимом количестве частот, значительно уменьшает время численной оптимизации остальной части параметров по критерию формирования требуемых АЧХ и ФЧХ в полосе частот. До настоящего времени такие задачи решались в отношении радиоустройств только с одним каскадом типа «нелинейная часть - согласующее устройство» или «согласующее устройство - нелинейная часть». В качестве согласующего устройства использовались реактивные, резистивные, комплексные или смешанные четырехполюсники. Решена также задача многокаскадных радиоустройств с реактивными четырехполюсниками. Изменение базиса для согласующих четырехполюсников и места включения нелинейной части приводит к изменению области физической реализуемости.

Цель. Разработка алгоритмов параметрического синтеза радиоустройств с произвольным количеством одинаковых и неодинаковых каскадов типа «согласующий резистивный четырехполюсник - нелинейная часть» по критерию обеспечения заданных частотных характеристик. Нелинейные части представлены в виде нелинейного элемента и параллельной или последовательной по току или напряжению обратной связи.

Методы. Теория четырехполюсников, матричная алгебра, метод декомпозиции, метод синтеза управляющих устройств СВЧ, численные методы оптимизации.
Результаты. В интересах достижения указанной цели сформированы и решены системы алгебраических уравнений. Получены модели оптимальных резистивных четырехполюсников в виде математических выражений для определения взаимосвязей между элементами их классической матрицы передачи и для отыскания зависимостей сопротивлений двухполюсников от частоты. Показано, что при определенных соотношениях между количеством одинаковых каскадов и значениями сопротивлений источника сигнала и нагрузки однокаскадного радиоустройства частотные характеристики однокаскадного и многокаскадного радиоустройств оказываются идентичными или подобными. Такие схемы названы эквивалентными. Использование неодинаковых каскадов приводит к значительному увеличению рабочей полосы частот.

Заключение. Сравнительный анализ теоретических результатов (АЧХ и ФЧХ радиоустройств, значения параметров), полученных путем математического моделирования в системе MathCad, и экспериментальных результатов, полученных путем схемотехнического моделирования в системах OrCad и MicroCap, показывает их удовлетворительное совпадение.

Обоснование. Поверхностные поляритоны привлекают внимание исследователей и инженеров своими уникальными свойствами и перспективными приложениями в области микро- и наноэлектроники. Среди таких применений могут быть устройства типа транзистора или даже лазера на поляритонах, о чем сообщалось в научной литературе.

Цель. В работе проводится анализ условий возбуждения поверхностных поляритонов в одноосном кристалле типа вюрцита. Проводится анализ частотной зависимости групповой скорости поверхностных поляритонов.

Методы. Дисперсионное уравнение для поверхностных поляритонов в анизотропном кристалле типа вюрцита находится аналитически путем решения уравнений Максвелла и требования выполнимости граничных условий для экспоненциально убывающих от границы электромагнитных волн.

Результаты. В качестве объекта анализа выбран кристалл нитрида алюминия AlN. Найдены возможные частоты поверхностных поляритонов, и показано, что всем условиям существования поверхностных поляритонов удовлетворяет только частота Ω_1 = 844,84 см^-1. Показано, что в области существования поверхностного поляритона наблюдается возрастание как постоянных затухания, так и параметров распространения поверхностных поляритонов: групповая скорость поверхностного поляритона уменьшается с ростом частоты. При достижении частоты значения Ω_1 - частоты поверхностного поляритона - групповая скорость обращается в ноль.

Заключение. Найденная убывающая частотная зависимость групповой скорости поверхностного поляритона может быть использована в замедляющих устройствах на базе поляритонов.

Обоснование. В настоящей статье рассматриваются взаимные действия специфических эффектов среды на распространяющиеся в ней электромагнитные волны. Объектом исследования стал движущийся диэлектрик, который в состоянии покоя проявляет бианизотропные свойства, т. е. является синтетическим материалом, в частности киральным с Ω-частицами. Бианизотропные материальные уравнения являются наиболее общими для описания эффектов взаимодействия сложной среды с электромагнитным излучением. Их изучение и анализ оказываются заметной научной проблемой. Естественная бианизотропия является свойством природных сред, находящихся в особых условиях (состояние движения, внутренние токи и диффузионные процессы), тогда как искусственная бианизотропия суть неотъемлемое свойство самого синтетического материала (композитного материала, материала с различными метачастицами).

Цель. Обобщение уже имеющихся данных и на их основе получение аналитических выражений, которые могут быть затем эффективно использованы для планирования натурного эксперимента, а также создания новых вычислительных техник для решения прямых и обратных задач дифракции электромагнитных волн.

Методы. В данной работе применяются аналитические методы для получения результирующих выражений общего вида.

Результаты. Было выделено три класса эффектов, которые обладают заметным взаимным действием друг на друга: гиротропия, пространственная и временная дисперсии. В статье было показано, что гиротропность среды обладает не только простым аддитивным эффектом, но и при некоторых, специфических условиях может быть связана с эмерджентностью системы.

Заключение. Взаимное действие пространственной дисперсии движущейся киральной среды в целом имеет разные масштабы по дальности. Была исследована временная дисперсия, которая не обладает простым аддитивным свойством, потому что даже изотропная среда при ее движении приобретает принципиально новые материальные свойства бианизотропии.